Spice model (s) MOSFET LEVEL 3 for power electronics

       For the analysis of a power electronic circuit designs that need to be like in reality, we need a more accurate model. In power electronics, MOSFET transistors are the most usual. In what follows we will post the list spice models for transistors like IRF540, IRFZ44, IRF810, etc. Level 3 empirical models.

        To simulate real life due to parasitic inductances will include TO220 or TO204 lead inductances as follows:

      For  TO-204 (modified TO-3) source = 12.5nH drain = 5.0nH
      For  TO-220 source = 7.5nH drain = 3.5-4.5nH

Because we introduced lead inductances, voltage spikes due to di/dt will be modeled. This is important because we will see if a MOSFET will exceed the Safe Operating Area, and Maximum Drain Voltage.

    The models will work for Orcad or Ltspice with very minor modifications or not.

    In this model LEVEL 3 the following effects are modeled:

-transfer curves in forward operation

-gate drive characterization of impedance and switching delay for loads

- Rds on resistance variation with respect of Vgs

- reverse mode operation of body diode

IRF510 spice model

.model IRF510 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=.4508 Kp=20.68u W=.64 L=2u Vto=3.697
+ Rd=21.08m Rds=444.4K Cbd=366.5p Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=600.5p
+ Cgdo=62.71p Rg=2.977 Is=202.9f N=1 Tt=135n)

----------this is a delimiter

IRF520 spice model 

.model IRF520 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=.1459 Kp=20.79u W=.73 L=2u Vto=3.59
+ Rd=80.23m Rds=444.4K Cbd=622.1p Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=517.9p
+ Cgdo=137.3p Rg=6.675 Is=2.438p N=1 Tt=137n)

----------this is a delimiter

IRF540 spice model 

.model IRF540 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=21.34m Kp=20.71u W=.94 L=2u Vto=3.136
+ Rd=22.52m Rds=444.4K Cbd=2.408n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.153n
+ Cgdo=445.7p Rg=5.557 Is=2.859p N=1 Tt=142n)

----------this is a delimiter

IRF541 spice model

.model IRF541 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=21.34m Kp=20.71u W=.94 L=2u Vto=3.136
+ Rd=22.52m Rds=355.6K Cbd=2.408n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.031n
+ Cgdo=567.7p Rg=3.842 Is=2.859p N=1 Tt=142n)

----------this is a delimiter

IRFZ44 spice model

.model IRFZ44 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=13.41m Kp=20.25u W=1.6 L=2u Vto=3.438
+ Rd=716.5u Rds=266.7K Cbd=5.477n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=132.4p
+ Cgdo=1.431n Rg=3.325 Is=880.4p N=1 Tt=103n)

----------this is a delimiter

IRFZ45 spice model 

.model IRFZ45 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=13.41m Kp=20.25u W=1.6 L=2u Vto=3.438
+ Rd=6.716m Rds=266.7K Cbd=5.477n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=132.4p
+ Cgdo=1.431n Rg=3.325 Is=1.11n N=1 Tt=103n)

-----------this is a delimiter

IRF640 spice model

.model IRF640 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=19.61m Kp=20.73u W=.66 L=2u Vto=3.788
+ Rd=95.58m Rds=888.9K Cbd=1.872n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.745n
+ Cgdo=334.7p Rg=2.954 Is=16.39p N=1 Tt=312n)

-----------this is a delimiter

IRF740 spice model

.model IRF740 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=8.563m Kp=20.59u W=.78 L=2u Vto=3.657
+ Rd=.3915 Rds=1.778MEG Cbd=1.419n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.392n
+ Cgdo=146.6p Rg=.9088 Is=17.65p N=1 Tt=570n)

-----------this is a delimiter

IRF840 spice model

.model IRF840 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=6.382m Kp=20.85u W=.68 L=2u Vto=3.879
+ Rd=.6703 Rds=2.222MEG Cbd=1.415n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.625n
+ Cgdo=133.4p Rg=.6038 Is=56.03p N=1 Tt=710n)

-----------this is a delimiter


IRF542 spice model

.model IRF542 NMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=600 Phi=.6 Rs=21.34m Kp=20.71u W=.94 L=2u Vto=3.136
+ Rd=42.52m Rds=444.4K Cbd=2.408n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=1.153n
+ Cgdo=445.7p Rg=5.557 Is=6.196p N=1 Tt=142n)

-----------this is a delimiter

IRF9510 spice model

.model IRF9510 PMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=300 Phi=.6 Rs=.3715 Kp=10.54u W=.2 L=2u Vto=-3.923
+ Rd=.4523 Rds=444.4K Cbd=331.8p Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=2.547n
+ Cgdo=311p Rg=4.087 Is=2.896E-18 N=3 Tt=2250n)

IRF9511 spice model

.model IRF9511 PMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=300 Phi=.6 Rs=.3715 Kp=10.54u W=.2 L=2u Vto=-3.923
+ Rd=.4523 Rds=266.7K Cbd=331.8p Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=2.306n
+ Cgdo=551.8p Rg=.8973 Is=2.896E-18 N=3 Tt=2250n)

-----------this is a delimiter

  IRF9512 spice model
.model IRF9512 PMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=300 Phi=.6 Rs=.3715 Kp=10.54u W=.2 L=2u Vto=-3.923
+ Rd=.6523 Rds=444.4K Cbd=331.8p Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5 Cgso=2.547n
+ Cgdo=311p Rg=4.087 Is=3.748E-18 N=3 Tt=2250n)

-----------this is a delimiter

  IRF9540 spice model
.model IRF9540 PMOS(Level=3 Gamma=0 Delta=0 Eta=0 Theta=0 Kappa=0.2 Vmax=0 Xj=0
+ Tox=100n Uo=300 Phi=.6 Rs=64.15m Kp=10.18u W=1.5 L=2u
+ Vto=-3.646 Rd=62.45m Rds=444.4K Cbd=2.029n Pb=.8 Mj=.5 Fc=.5
+ Cgso=1.033n Cgdo=469.4p Rg=.3371 Is=54.08E-18 N=2 Tt=140n)

-----------this is a delimiter

     The MOSFET parameters are :

•    Channel length     Spice name : Leff    
•    Polysilicon gate length    Spice name: L
•    Gate source overlap       Spice name : LD
•    Transconductance parameter   Spice name : KP
•    Threshold voltage        Spice name : Vto
•    Channel length modulation parameter   Spice name: LAMBDA
•    Backgate effect parameter      Spice name : GAMMA
•    Bulk potential                        Spice name: PHI
•    Gate oxide thickness             Spice name : TOX   100 nanometers = 1000 Angstroms
•    Gate drain overlap capacitance       Spice name : CGDO  
•    Gate source overlap capacitance     Spice name: CGSO
•    Zero bias planar substrate depletion capacitance      Spice name: CJ
•    Zero bias sidewall substrate depletion capacitance   Spice name: CJSW 
•    Substrate junction potential    Spice name: PB
•    Planar substrate junction grading coefficient  Spice name: MJ
•    Sidewall substrate junction grading coefficient Spice name: MJSW

     The units of measure for each parameter in SI:

•     Leff [meter]
•     L [meter]
•     LD  [meter]
•     KP [A/V^2]
•     KAPPA Saturation field factor is used for channel length modulation appears from LEVEL 3 SPICE MODEL
•     VTO [Volt]
•     LAMBDA [Volt^-1]
•     GAMMA  [Volt^0.5]
•     PHI [Volt]
•     TOX [Angstroms] in SPICE the value is in meter for example TOX=100n means 100nanometers
•     CGDO [Farad/meter]
•     CGSO [Farad/meter]
•     CJ [Farad/meter^2]
•     CJSW [Farad/meter^2]
•     PB [Volt]
•     MJ  undimensional  example: 0,5 ; 0,44
•     MJSW undimensional 

  

Viziune detaliată asupra funcţionării tranzistorului de tip MOSFET

 Note abstracte - introducere

        În contextul tehnologiei actuale şi al creşterii economice, se doreşte ca echipamentele , produsele , modulele electronice să fie cât mai eficiente din punct de vedere energetic. Eficienţa energetică este foarte dezbătută în domeniul electronicii de putere, acolo unde se tratează probleme de eficientizare a modulelor electronice ce acţionează diferite tipuri de motoare cum ar fi: de curent continuu, de curent continuu trifazate brushless(fără perii colectoare), motoare de curent alternativ, motoare pas cu pas. Toate aceste tipuri de motoare pot consuma puteri mari datorată cuplului mecanic generat, acolo unde aplicaţia necesită acest fapt. Energia consumată pentru generarea cuplului mecanic nu reprezintă o problemă deoarece aceasta reprezintă energie utilă, ci energia disipată pe modulul electronic care nu ajută la generarea cuplului mecanic ci se disipă sub formă de căldură, implicit generând încălzirea mediului ambient al modulelor, care mai târziu în funcţie de inerţia termică a acestora, se vor încălzi schimbându-şi parametrii de funcţionare sau chiar generând defectarea lor.

           Aplicaţiile acestor tranzistori în diferite configuraţii sunt:
     -acţionare motoare de curent continuu şi trifazate, motoare pas cu pas
     -surse în comutaţie de tip coborâtoare, ridicătoare cu configuraţii jumătate de punte HALF BRIDGE sau FULL BRIDGE
     -invertoare de tensiune
     -iluminare cu LED-uri prin modulaţie în factor de umplere

   Parametrii constructivi ai tranzistorilor MOSFET

        Pentru a avea o viziune detaliată asupra tranzistorilor Mosfet în timpul funcţionării, trebuie să explicăm întai cei mai importanţi parametrii ai acestuia.
        Menţionăm ca tranzistorii MOSFET au fost creaţi pentru a fi utilizaţi în aplicaţii de comutaţie, datorată vitezelor mari de comutaţie, această viteză fiind dată de timpul de urcare şi coborâre a tensiunii pe terminalele Drenă-Sursă. Desigur, timpul de urcare şi coborâre diferă în funcţie de tipul sarcinii : rezistiv, inductiv sau capacitiv. Un alt parametru important pentru care sunt utilizaţi în aplicaţii de comutaţie este rezistenţa drena-sursă, ce la tranzistorul bipolar întâlneam căderea de tensiune Vce (colector-emitor) sau tensiunea de saturaţie. Această cădere de tensiune, face ca orice tranzistor să disipe o anumită cantitate de energie. Tranzistorul bipolar avea o tensiunea prea mare de saturaţie indiferent de frecvenţa de comutaţie. Tranzistorul MOSFET a ajuns să aibă rezistenţe drene - sursă de ordinul zecilor de miliohmi. De exemplu pentru un tranzistor cu Rds de 25 miliohmi si un curent care trece prin acesta de 10A vom avea o putere disipată de 2.5W.

        Lista parametrilor constructivi MOSFET:
  Rds - este rezistenţa drenă sursă nominală măsurată la o temperatura de 25C (25 grade Celsius) a joncţiunii. Aceasta apare pe prima pagină a foii de catalog.Mai este notată şi Rds(25C). Această rezistenţă drenă sursă se măreşte odată cu încălzirea joncţiunii în timpul funcţionării tranzistorului, valoarea rezistenţei în funcţie de temperatură se regăseşte în figura din catalog denumită Normalized Rds versus Temperature, adică normalizata in funcţie de temperatură.
         Ce înseamnă Normalized Rds versus Temperature?
   Pe axa y a acestei rezistenţe normalizate scala poate fi între 0 - 2, iar pe axa x, temperatura joncţiunii între -25C si 125C. Dacă veţi citi la 40C, pe axa y 1.5 înseamnă că veţi înmulţi Rds(25C) * 1,5 = Rds(40C). Astfel veţi afla rezistenţa drenă sursă la 40C. Deobicei rezistenţa drenă sursa creşte linear, plecând de la temperatura de 25C.  Această rezistenţă este importantă pentru a realiza managementul termic al tranzistorilor, pentru ca aceştia să nu intre într-o ambalare termica sau instabilitate termică, şi de asemenea să alegeţi un radiator adecvat pentru acesta.

  Vds - tensiunea drenă sursă este tensiunea maximă care o poate bloca tranzistorul atunci când este în starea de închis, sau diferenţa de tensiune care poate fi aplicată pe drenă-sursă fară ca acesta să se defecteze. De exemplu pe drenă veţi avea o tensiune de 50V, şi realizaţi un convertor coborâtor punte h cu MOSFET, la o tensiune de 5V, veţi avea o tensiune de 45V între drenă şi sursă. Este bine să alegeţi un tranzistor cu Vds dublu faţă de tensiunea de alimentare, atunci când îl utilizaţi pentru sarcini inductive (de exemplu surse în comutaţie).

Qgs - încărcătura poartă sursă exprimată în nanoCoulombi sau Gate Source Charge, alături de Qgd încarcătura poartă drenă formează Qg.
Qg - încărcătura totală a porţii exprimată în nanoCoulombi, şi care este o funcţie de Vgs (tensiunea de deschidere a Mosfet-ului).Această încărcare dictează curentul ce va fi absorbit din driver-ul care va deschide  tranzistorul. În figura următoare se arată această afirmaţie.

          După cum se observă Qg variază în funcţie de Vgs. Există şi o zonă de platou la 4V cum arată figura, acest fenomen este denumit platoul Miller (Miller plateau - limba engleză). Acest platou se află în zona Vgs , unde Vgs se apropie de tensiunea minimă de deschidere. Pe scurt, Qg / ts = Amperi. De exemplu un timp de urcare de 100nS şi o încărcare a porţii de 200nC, arată că un curent de 2A este necesar pentru a deschide tranzistorul în acest timp. Deobicei aceste valori mari ale Qg sunt pentru tranzistori de putere de peste 100W. O deschidere cu 4V ar fi improprie din punct de vedere al Rds , pentru a obţine Qg 50nC, deoarece temperatura joncţiunii ar creşte considerabil. Detaliem în parametrul Vgs acest fenomen.

    Vgs - tensiunea de deschidere a Mosfet-ului sau gate source voltage, pentru tranzistorii de putere cum ar fi IRFZ44,IRF540 este de +20V şi este aplicată între poartă şi sursă. Pentru tranzistorii de tip IRL cum ar fi IRL540 care se deschid complet la tensiuni de 5V, tensiunea maximă admisă este de 16V, deci atenţie.

          În figura de mai sus, este afişată curba caracteristică de transfer adică curentul de drenă în funcţie de tensiunea de deschidere Vgs şi Vds. Se observă că aceste două tensiuni au o influenţă asupra acestuia, dar ponderea cea mai mare este dată de Vgs. Această curbă este cea a tranzistorului IRF540. Această tensiune de deschidere are o influenţă asupra rezistenţei drenă-sursă. În figura de mai jos, este afişată această influenţă.

            Se observă că rezistenţa drenă sursă pentru tensiuni mai mici de 4V, creşte exponenţial, deoarece sub această tensiune tranzistorul este închis. Deşi în foile de catalog poate apărea că tensiunea de deschidere V(th) este între 2 şi 4 V pentru majoritatea tranzistorilor de putere, 4V este tensiunea minimă. Se observă că temperatura joncţiunii influenţează rezistenţa drena-sursă, iar pentru o temperatură de 125C, Rds poate fi de 1.5 ori mai mare decât cea la 25C nominală. Analizând cele două figuri de mai sus, consider că o deschidere cu 15V pe Vgs, face ca funcţionarea tranzistorului să fie una normală, fără a fi expus defectării premature.

Vgs(th) - tensiunea de prag (tensiunea minimă de deschidere) sau threshold voltage în limba engleză, este tensiunea minimă pentru ca tranzistorul să treacă din starea de închis , în starea de dechis. Această tensiune de deschidere este importantă, deoarece o tensiune prea mică de deschidere, a unui tranzistor aflat într-o configuraţie de tip punte H, face ca aceasta să se deschidă prematur, la oscilaţii apărute pe masa de putere sau prin intermediul capacităţilor parazite ale cablajului imprimat , sau chiar ale tranzistorului MOSFET (capacitatea drena poarta este cea mai influentă). O deschidere prematură în cadrul unei punţi H poate face ca cei doi tranzistori de pe o ramură să fie deschişi în acelaşi timp şi să fie strabătuţi de un curent care este dat de valoarea tensiunii de alimentare supra impedanţa circuitului adică 2*Rds. În general, când se întâmplă acest fenomen, tranzistorii se distrug.
             De menţionat, că Vth are un coeficient negativ de temperatură, adică valoarea acesteia scade odată cu încălzirea joncţiunii ceea ce face tranzistorul mai susceptibil la deschideri premature. Această problemă face obiectul unei protecţii suplimentare în cazul deschiderii tranzistorilor în configuraţii de tip punte H.

       ----Urmează completări-----Articol în construcţie-------
 
  

Ce tip de sursa de alimentare alegem pentru montaje ?

        Pentru alimentarea modulelor electronice avem nevoie de o sursă de alimentare care să ne ofere tensiunea necesară, alimentării corecte al modulului electronic. Din perspectiva tipurilor de surse de alimentare, există două tipuri de surse: lineare şi în comutaţie. Fiecare dintre aceste două tipuri de surse, prezintă avantaje şi dezavantaje în utilizarea acestora. De multe ori, şi este un caz aproape general, primul aspect la care ne uităm atunci când alegem o sursă de alimentare, este acela al eficienţei energetice. Eficienţa energetică sau randamentul, se exprimă în procente şi este raportul dintre energia consumată de către consumator şi energia consumată din sursa generală. De exemplu , dorim să coborâm de la un acumulator de 12V, la tensiunea de 5V. În timpul acestui proces se va disipa căldura pe componentele active, care realizează funcţia de stabilizare şi astfel eficienţa energetică scade. Sursa generală este cea de 12V, din ea se va consuma o energie mai mare decât cea care se va duce către consumator. 

         Din punct de vedere al eficienţei energetice sau al randamentului, sursele în comutaţie prezintă o eficienţă de peste 70% la consum mare. Sursele în comutaţie au fost create pentru a coborî de la tensiuni mari (12V, 24V) la tensiuni de 5V sau chiar 3.3V, cum se întâlnesc în cadrul surselor de alimentare din  calculatoarele personale. Deoarece procesorul, poate avea momente când va absorbi pe durata a câteva microsecunde sau nanosecunde, un curent de ordinul a 50A, atunci o sursă lineară ar fi fost total ineficientă, de la 12V la 5V cu 50A, ar fi disipat 350W. Nu aceasta ar fi fost problema deoarece timpul era foarte mic, poate doar problema de spaţiu în cadrul carcasei.

         Observaţie! Sursele în comutaţie sunt proiectate pentru a consuma un curent mare, nu pentru consumuri mici. Exemplu: dacă achiziţionaţi o sursă în comutaţie de 24V cu 5A, atunci trebuie ca aceasta să aibă un consumator de minim 4A, şi niciodată aceasta să rămână în gol sau cu un consumator foarte mic, deoarece va intra în oscilaţie. Acestea trebuie utilizate aproape de valorea maximă la care sunt date în foaia de catalog. Deşi veţi întâlni că funcţionează între 0-5A, de fapt exprimă ca poate susţine până la 5A, nu că puteţi consuma doar 100mA.

            În continuare vom enumera avantajele şi dezavantajele surselor în comutaţie.

      

        Avantaje:

   - eficienţă ridicată la consum mare de curent

   - reducere spaţiu deoarece nu necesită transformator toroidal

   - reducere cheltuieli 

   

       Dezavantaje:

   - oscilaţii apărute datorată consumului variabil de curent sau al consumului foarte mic 

   - încălzire excesivă şi defectare mai rapidă datorată subdimensionării componentelor, sau al variaţiilor de tensiuni pe componentele active(tranzistori MOSFET sau BJT)

   - emisii electromagnetice în ordinul zecilor de megaHertzi , datorată schimbării modului de conducţie din continuu în discontinuu şi al neamplasării reţelei snubber(un filtru pasiv format din rezistenţă şi condensator, acordat pe frecvenţa de oscilaţie a tranzistorului de putere MOSFET). Poate influenţa astfel şi alte echipamente din imediata vecinătate, dar poate transmite mai departe spectrul armonic al frecvenţei de comutaţie, la alte surse de alimentare ce se alimentează din aceeşi sursă generală. Aceasta este o problemă des întâlnită.

          

Puntea H motoare DC

            Puntea H este necesara pentru controlul motoarelor de curent continuu in roboti. Cu aceasta putem schimba sensul de rotatie al motorului , sa franam , si sa il lasam liber. Schimbarea sensului de rotatie al unui motor se poate face cu butoane (mecanic), dar intr-un robot nu se poate asa ceva. Deoarece vrem sa fie actionat de la distanta, sau sa fie autonom (vezi Line Follower). Acesta este controlat de regula de un microcontroler (PIC,Atmega) sau platforme care contin microcontrolere (Arduino). 

             Modul de realizare a unei punti H este de doua feluri:

       -circuite integrate specializate (L293,L298,LMD18200 etc.)

       -componente discrete(tranzistori bipolari si MOSFET) si circuite integrate care sa asigure legatura intre semnalele provenite de la Arduino sau orice alta platforma, de regula acestea fiind semnale logice de nivel TTL (5V sau 3.3V), dar care nu au curent foarte mare debitat (maxim 10mA).

         

         Argumente asupra avantajelor si dezavantajelor folosirii circuitelor integrate:

           Avantajele folosirii circuitelor integrate specializate cu punte H:

      -simplitatea intregului circuit si a putinelor componente externe, are ca efect micsorarea intregului cablaj si poate fi folosit in spatii inguste. Desigur aceasta micsorare restrictioneaza folosirea unor puteri mari in cadrul puntii H. Aceste circuite integrate sunt limitate in tensiune (de regula mai mult de 55V-60V , la un curent de 3A RMS) si este maximul puterii dezvoltate cu circuite integrate. Trecerea curentului prin aceasta punte determina si disiparea puterii care aduce incalzirea jonctiunii.

      -unele integreaza si partea de protectie logica, asigura conversia semnalelor TTL intr-un cuvant contin partea logica si partea de putere.

         

           Dezavantajele folosirii circuitelor integrate specializate cu punte H:

       -limitarea puterii datorata tipului de tranzistor indiferente ca este MOSFET sau BIPOLAR folosit in cadrul circuitului integrat. MOSFET-ul din cadrul integratului este realizat cu tehnologie DMOS intalnita foarte des in integrate chiar si de amplificare audio, ce suporta tensiuni de maxim 60V.

       -costul ridicat (un LMD18200 poate costa intre 50-70 lei), iar daca avem mai mult de 2 motoare deja costul devine semnificativ. Cu acelasi cost se poate realiza o punte H care sa suporte puteri necesar controlului unui motor de scuter electric.

       -circuitele integrate L293 si L298 suporta puteri mici dar aceasta sunt realizate pe tehnologie BJT adica puntea H este realizata cu tranzistori bipolari aceastia avand tensiunea de saturatie mult mai mare decat un MOSFET , produc incalzirea lor si implicit a pierderii de putere, adica scaderea eficientei intregului circuit.

       În continuare, prezentăm o schemă ce utilizează componente discrete în loc de circuite integrate specializate cum ar fi L298.

           Aceasta este o punte H , ce conţine protecţie la fenomenul de străpungere al tranzistorilor denumit şi shoot-through aşa cum este denumit în articolele din afara ţării. Este realizată cu tranzistori de tip Darlington TIP122 şi TIP127. Fenomenul de străpungere chiar dacă există este mult mai mic la tranzistorii bipolari, deoarece aceştia au rolul de a amplifica curentul din baza acestuia. Dacă tranzistorul are un factor de amplificare să spunem 500, atunci cu un curent de 1mA în bază vom avea un curent de ieşire (pe colector) de 500mA. Astfel chiar dacă s-ar deschide toţi, vom avea acelaşi curent pentru toţi. Important este să nu se depăşească aria sigură de funcţionare ("safe operating area" sau "SOA"). Această schemă prezentată mai oferă un avantaj major: acela de a absorbi un curent foarte mic din sursa de comandă, adică pinii sau conectorii W1 şi W2. Aceşti pini pot fi ieşirile unui microcontroler sau platforme de dezvoltare. Cu un curent absorbit de către porţile logice HC00 şi LS02 de ordinul microamperilor , plecând de la 5-25 uA, nu vor exista probleme în defectarea platformei de dezvoltare. Curenţii mai mari apar atunci când există comutaţii foarte rapide în frecvenţă, de exemplu 100khz, atunci când folosim metoda modulaţiei în impulsuri pentru controlul vitezei unui motor de curent continuu (motor dc sau cc - abrevieri uzuale în domeniul virtual).
            Modul de realizare a unei punti H (punte H dc sau punte H cc, punte H MPP) este:
-punte H tranzistori
-punte H mosfet
-punte H circuite integrate
          Desigur în cea mai mare măsură cablajul imprimat proiectat pentru puntea H, afectează performanţa acesteia , în funcţie de nivelul curentului care trece prin aceasta, frecvenţa de comutaţie şi tensiunea de alimentare. Un cablaj imprimat care nu ţine cont de masele semnalului şi masele de putere, care vor fi conectate în acelaşi punct, dar şi lăţimea traseului eventual cositorirea acestuia dacă este cel de putere cum ar fi zona tranzistorilor (drena, sursa), nu este obligatorie cositorirea dar aduce un avantaj.

Curentul de avalansa in puntile redresoare

           Titlul postarii a plecat de la intrebarea frecventa de ce se distrug puntile redresoare si condensatorii. Atunci cand noi pornim un echipament, dispozitiv alimentat de la tensiunea de retea , putem avea sansa sa nimerim faza exact la maximul elongatiei, adica avand tensiunea maxima , implicit generand pe diodele din puntea redresoare un curent foarte mare absorbit de acestea, acesta fiind doar un factor. Al doilea factor este capacitatea condensatorilor, care determina impedanta vazuta de catre puntea redresoare. 

            Cu cat capacitatea condensatorilor este mai mare, cu atat impedanta acestuia este mai mica, data in primul rand de ESR sau rezistenta serie echivalenta. Este normal ca un condensator de capacitate mare sa aiba un ESR de 0.04 ohmi , pentru a putea absorbi dar si ceda curent consumatorului. Se cunoaste ca acest factor de performanta ESR determina variatia tensiunii la bornele acestuia atunci cand cedeaza curent asa numitul riplu sau ripple. 

             Deci pentru evitarea acestui fenomen este recomandat sa aveti un circuit cu limitare de curent sau inrush current limiter cum se gaseste in literatura de pe Internet sau in cartile scrise in limba engleza.

             Acest circuit poate fi simplu sau mai complex dupa preferintele dumneavoastra. 

           Ideea de principiu ar fi urmatoare: dupa alimentarea dispozitivului de la retea, sa aveti un circuit care trece traseul de alimentare printr-o rezistenta de putere , iar dupa un timp sa spunem 1 secunda , sa decuplati rezistenta si sa treceti pe direct. Acest principiu poate fi aplicat la bornele secundarului transformatorului sau dupa puntea redresoare. Consider ca este mai bine inainte de puntea redresoare deoarece puteti proteja astfel si puntea dar si condensatorii. 
            O metoda simplista dar de efect ar fi utilizarea unui termistor NTC (cu coeficient negativ de temperatura), adica rezistenta sa scade odata cu cresterea temperaturii. Termistorul este de fapt o rezistenta variabila in temperatura. Acesta se poate amplasa dupa secundarul transformatorului inainte de puntea redresoare, el reprezinta cel mai rapid mod de protectie. Datorita simplitatii este des intalnit in sursele de comutatie ale tuturor dispozitivelor moderne: calculatoare, plasme, amplificatoare audio etc.

             Principiul functionarii termistorului NTC in limitarea curentului de avalansa:
         Termistorul NTC inainte de alimentarea dispozitivului la retea , are o rezistenta proprie la temperatura ambientului sa spunem 25 C , de 1 ohm. Aceasta valoare este gasita in foaia de catalog a acestuia. O data cu trecerea curentului prin acesta , el disipa caldura , adica se incalzeste datorata efectului Joule. O data cu incalzirea scade si rezistenta sa spunem pana la 0.02 ohm. Aceasta valoare este data in foaia de catalog. Astfel termistorul NTC te protejeaza la socul de curent sau avalansa de curent provocata de impedanta mica a consumatorului care de obicei sunt condensatorii, mai ales daca acestia sunt o baterie de condensatori.

            Cele mentionate mai sus fac obiectul studiului regimului tranzitoriu.

          Curenţii de avalanşă sunt întâlniţi atât la sursele lineare care folosesc bancuri de condensatori sau surse nestabilizate cu bancuri de condensatoare dar şi la surse în comutaţie care deţin în componenţa lor condensatori de tip LOW ESR, adică impedanţă mică. Problemele apar şi la aceste surse deoarece la pornire ele deţin în totalitate o impedanţă foarte mică, datorată condensatorilor şi tranzistorilor MOSFET. Deci tensiunea de alimentare supra impedanţa consumatorului la momentul t imediat dupa 0, genereaza curenti de ordinul zecilor sau sutelor de Amperi, mult peste curentul nominal. Sursele in comutatie sunt folosite in ziua de azi in orice produs electronic, cum ar fi televizoare plasma, surse de calculator desktop sau laptop, imprimante etc.

 
              Dupa cum arata figura de mai sus, curentul de avalansa are amplitudinea de 103A , iar curentul care este preluat din condensatori este de 14,8A. Se observa clar ca incarcarea condensatorilor se face cu un curent de aproximativ 5 ori mai mare decat curentul nominal. Condensatorii cu impedanta joasa dar nu numai sunt cei care genereaza acest curent de avalansa. Trasat cu linie verde este tensiunea pe faza. Cea mai eficienta protectie este protectia cu termistor sau releu care cupleaza niste rezistente de putere apoi le decupleaza, pana cand trece acest curent, dar avand si o cuplare la trecerea prin zero a tensiunii pe faza. Aceasta ar fi ultima protectie impotriva curentilor de avalansa. Asa se spune, dar consideram ca nu este ultima, deoarece mai pot exista circuite cu Mosfet sau triace care se deschid si se inchid astfel incat curentul sa fie oprit daca depaseste anumita valoare. Din punct de vedere al complexitatii ar fi mai nepractic, dar si din punct de vedere al costului, dar consider ca o protectie foarte buna mareste durata de viata a componentelor, care se afla direct sub influenta directa a curentului de avalansa. Se cunoaste ca in orice circut electronic, condensatorii au cea mai mica durata de viata, calculata dupa anumiti factori. Prin evitarea curentului de avalansa, puteti proteja atat condensatorii dar si puntea redresoare. Costul nu ar trebui niciodata pus in fata duratei de viata si al fiabilitatii. In figura de mai jos este prezentat efectul introducerii unui circuit cu termistor si releu pentru micsorarea curentului de avalansa. Acum curentul de avalansa este redus la 25A, faţă de nominal 14A.

Intrebari frecvente despre MOSFET

          Tranzistorii MOSFET difera de cei bipolari atat in constructia lor cat si in folosirea lor. Daca tranzistorii bipolari amplificau curentul din baza atunci tranzistorul MOSFET foloseste tensiunea ca sa creeze curent. De fapt MOSFET-ul este folosit ca un comutator ideal si nu ca amplificare desi este intalnit in scheme de amplificare audio. Foarte putine MOSFET-uri sunt folosite de fapt create pentru amplificare audio, se cunosc cei de tip Lateral creati de TOSHIBA seria 2SJ. Deoarece nu vrem sa ramana dileme in privinta acestor tranzistori am creat un articol de tip intrebari frecvente. Desigur nu ne vom opri aici in descoperirea tainelor acestui tip de tranzistor, ci vor aparea articole ulterioare care vor completa cele mentionate mai jos. Aceasta de fapt este o scurta introducere care reprezinta notiuni de baza.

          Prima intrebare este de fapt cea mai de baza notiune , care am intalnit-o in mai multe site-uri discutata.
       

         De ce se "ard" MOSFET-urile din puntea H?

       Deoarece MOSFET-urile nu au fost decuplate cu o rezistenta din poarta in sursa de minim 10KOhmi. O rezistenta mai mare de 47Kohmi ar face ca acestia sa ramana deschisi. Ei sunt mereu deschisi si trebuie fortati sa se inchida. Teoria spune ca un tranzistor MOSFET are prag de deschidere de la 2.5V. Nu v-as sfatui sa deschideti un Mosfet la aceasta tensiune cu o sarcina (consumator) conectat. Riscati sa se intample un "poc". Vom discuta intr-un articol ulterior de ce si cum folosind graficele din foaia de catalog.

          Ce MOSFET sa aleg pentru puntea H ?

       Indiferent la ce utilizati puntea H trebuie alese MOSFET-urile in functie de parametrii necesari (tensiune, curent si frecventa). Cel mai utilizat este Arduino pentru controlul puntilor H, dar puntile H nu trebuie controlate direct din Arduino deoarece in functie de capacitatea poarta sursa , curentul necesar deschiderii Mosfet-ului mai ales in frecventa creste cu o functie lineara . Curentul este dat de capacitatea portii inmultita cu frecventa semnalului. De aceea trebuie ales un Mosfet cu un Qgs foarte mic. Factorul de performanta al unui MOSFET sau FOG ( figure of merit) este dat de produsul Qgs * Rds , unde Qgs este capacitatea poarta sursa si rezistenta drena sursa(care variaza cu tensiunea de deschidere Vgs) . O tensiune de deschidere mare asigura scaderea drastica a Rds pana la valoarea la care ea este trecuta ca fiind nominala in foaia de catalog in general pe prima pagina. Un sfat ar fi alegerea unui Mosfet cu capacitatea poarta sursa foarte mica, desi acestea sunt de putere mica pana in 100W disipati (atentie!!!!). Compromisul este dat de capacitatea poarta sursa si rezistenta drena sursa . Nu pot fi amandoua foarte mici , iar o capacitate mica poarta sursa inseamna ca si tranzistorul este de putere mica. Dar exista drivere care pot sustine acesti tranzistori cum ar fi cele gen Low Side Drivers( un articol despre genul acesta de drivere dar si High Side Drivers va fi creat).


           Cat de mult conteaza tensiunea drena sursa aplicata si curentul prin drena ?

       Conteaza in alegerea MOSFET-ului , tensiunea Vds trebuie aleasa mult mai mare decat tensiunea de alimentare a puntii la fel si Id adica curentul prin drena implicit curentul prin punte. Graficul SOA din foaia de catalog va permite sa faceti o imagine asupra alegerii Mosfet-ului astfel incat acesta sa nu se distruga. Chiar daca nu imediat , in timp urmele lasate de atingerea limitei maxime de functionare va duce la distrugerea totala a acestuia. Graficul SOA are ca efect cresterea fiabilitatii si robustetii puntei H, daca se fac alegerile corecte.

       Tensiunea Vds poate creste atunci cand se deschide si se inchide MOSFET-ul, mai mult decat tensiunea de alimentare. De ce? Datorita autoinductiei. Care? A bobinei motorului si a piciorului tranzistorului care detine propria inductanta de circa 10nH. Chiar daca piciorul tranzistorului are o inductanta neglijabila, chiar si cu o sarcina pur rezistiva tot exista autoinductie la frecvente mari dar si datorata comutarii rapide de inchidere si deschidere a tranzistorului de circa 20-30nS.

        Tensiunea autoinductiei este cu semnul minus si este egala cu L*di/dt , unde L este inductanta totala iar di/dt , este curentul in intervalul de timp.
        Transformati totul in sistem international si veti obtine Volti.
      SOA - Safe Area Operation ( zona de operare sigura) care este o functie de tensiune , curent si frecventa de comutatie a semnlului pe poarta ( de cate ori pe secunda deschid si inchid tranzistorul).

           Cum afecteaza cablajul functionarea corecta sau incorecta a MOSFET-ului ?

          Cablajul imprimat proiectat afecteaza modul cum functioneaza MOSFET-ul, in sensul autoinductiilor si oscilatiilor produse de traseul semnalului(lungimea si latimea sa, dielectricul cablajului , impedanta traseului). De asemenea trebuie minimizate buclele de intoarcere ale semnalului. De exemplu bucla creata intre poarta si sursa trebuie sa fie cat mai mica. Curentii mari care trec prin punte necesita traseu gros, iar masa cablajului trebuie sa fie cat mai larga (in sensul ground plane) , conectata intr-un singur punct.Stanarea traseelor ce conduc curentii mari implicit a masei centrale duce la micsorarea impedantei traseelor, benefica circulatiei curentilor. Partitionarea maselor de semnal si de putere trebuie realizate foarte atent pentru a preveni introducerea curentilor mari in masa de semnal ce ar provoca ridicarea masei sau ground bounce cum este specificat in limba engleza. Daca masa atinge un potential ridicat , atunci intrarile logice ale controler-ului ar putea fi activate de catre acesti curenti si ar provoca autooscilatie, ce ar duce la distrugerea tranzistorilor.

           Exista o formula de succes in alegerea MOSFET-ului?

          Nu poate exista, deoarece aplicatiile sunt diferite. Exista dar pe intervale foarte restranse ale frecventei de comutatie si ale tensiunii Vds. De asemenea controlul acestuia devine mai complex si mai costisitor. Exista optimizari ale alegerii MOSFET-ului , dar acestea sunt folosite la surse in comutatie care tind spre eficiente de 90 %. In acest caz orice Watt disipat duce la scaderea eficientei.

          Care este cea mai intalnita problema care duce la defectarea cea mai rapida a puntei H si a tuturor tranzistorilor MOSFET?

         Cea mai intalnita este aceea in care toti tranzistorii se deschid in acelasi timp, pentru o perioada mai lunga de timp ei raman deschisi, incalzindu-se excesiv si efectiv distrugandu-se. Atunci cand se deschid , consumatorul lor devine practic masa circuitului care are o impedanta foarte mica de cativa miliohmi + rezistenta Rds * 2. Sa spunem ca impedanta totala a celor 2 tranzistori plus cea a masei circuitului are 200miliohmi. La o tensiune de 24 V , curentul care trece prin ambii tranzistori va fi de 120 Amperi. Deja aproape orice tranzistor chiar si de putere mai mare va fi afectat grav daca nu chiar distrus. Pentru fractiuni mici de timp el se poate defecta iar daca pun la socoteala un timp mai mare de cateva milisecunde sa spunem 10ms sau mai mult deja numai are rost sa facem calcule. Acest fenomen poarta numele de shoot-trough din limba engleza, adica strapungerea tranzistorilor.

Despre site-ul WikiElectronic

        Acest site intentioneaza sa ofere informatii din domeniul electronicii , automaticii, cu posibilitatea de a oferi celor care viziteaza o informare asupra unor subiecte din domeniu. In fiecare saptamana sau doua saptamani se va actualiza site-ul cu noi informatii adica un articol nou.

        De asemenea, puteti avea o propunere despre un subiect anume indicand si bibliografia aferenta (carte sau link web), prin postarea unui comentariu la un articol anume sau trimitand un email pe adresa: wikielectronic2015@gmail.com .

       Veti vedea ca vor exista articole care sa fie din domeniul automaticii sau electronicii, cum ar fi : programare , achizitii de date , procesari semnale, electronica de putere, amplificari ale semnalelor (audio), acustica. Ele vor fi pozitionate in partea din stanga a paginii web in ordinea postarii lor.

         Aceste articole pot fi adresate celor care intentioneaza sa activeze in domeniul electronicii , studenti ,licentiati, sau care deja activeaza in acest domeniu.

          De asemenea, va exista o pagina care sa contina informatii cum ar fi idei (titluri de licenta) pentru studenti care sunt in ani terminali (an 3-4) si au nevoie de un suport. Pentru acesta puteti adresa un email la wikielectronic2015@gmail.com , deoarece nu face obiectul principal al acestui site.

          Comentariile pot sa contina mesaje de vanzare - cumparare ale vizitatorilor dar sa contina produse sau servicii care au legatura cu domeniul in cauza. Nu dorim comentarii care contin reclame la orice altceva in afara domeniilor discutate mai sus, chiar daca vor exista ele vor fi sterse.De exemplu anunturi: Vand kit arduino sau vand motoare dc pentru modele , vand tranzistori , repar , instalez etc. vor fi permise.